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LM2717功能簡介

LM2717是美國國家半導體公司推出的一款全新的高性能DC/DC變換器，內含2個降壓脈寬調制(PWM)直流/直流變換器，其中一個專門用來提供固定輸出3.3 V電壓，另一個專門用來提供可調輸出電壓。2個變換器都設有導通電阻(RDSON)只有0.16 Ω的內部開關，確保轉換效率最高，工作頻率可以在300 kHz~600 kHz調節，系統可以采用較小巧的外部元件。每個變換器也可以用其關閉引腳單獨關閉。該電路可廣泛應用于薄膜晶體管液晶顯示器(TFT-LCD)、測控裝置、便攜式產品和膝上電腦.LM2717-ADJ是國半公司設計的是一種由兩個PWM降壓式轉換器組成的雙輸出、電壓可調的IC。該器件主要特點：

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  第1路降壓式轉換器的內部開關管的開關電流可達2.2A（R DS(ON) =0.16Ω）；

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  第2路降壓式轉換器的內部開關管的開關電流可達 3.2A（RDS(ON)=0.16Ω）；

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  輸入電壓范圍4～20V；輸出電壓可由兩外設電阻設定，最低電壓為1.267V；

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  開關頻率可設定在300～600kHz范圍內；

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  內部有輸入欠壓保護及過熱保護；

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  24引腳TSSOP封裝；

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  工作溫度范圍-40℃～+125℃。
  
  LM2717引腳圖
  LM2717-ADJ的引腳排列如圖1所示，各引腳的功能如圖1所示。
  
  圖1 LM2717-ADJ的引腳排列

  
  PGND(1，2，11，12)：電源地，AGND和PGND必須直接連在一起。
  AGND(3,9，10)：模擬地，AGND和PGND必須直接連在一起。
  FBl(4)：固定降壓輸出電壓的反饋輸入端。
  VC1(5)：固定降壓補償網絡連接引腳，接至電壓誤差放大器的輸出端。
  VVG(6)：帶隙連接端。
  VC2(7)：可調降壓補償網絡連接引腳，接至電壓誤差放大器的輸出端。
  FB2(8)：可調降壓輸出電壓的反饋輸入端。
  SW2(13)：可調降壓電源開關輸入端。開關連接在VIN引腳和SW2引腳之間。
  VIN(14，15,23)：模擬電源輸入端。VIN引腳應該直接連在一起。
  CB2(16)：可調降壓變換器自舉電容器連接引腳。
  SHDN2(17)：可調降壓變換器的關閉引腳。低電壓時激活。
  SS2(18)：可調降壓軟啟動引腳。
  FSLCT(19)：轉換頻率選擇輸入端。利用一只電阻器可在300 kHz~600 kHz范圍內設置頻率。
  SSI(20)：固定降壓軟啟動引腳。
  SHDNl(21)：固定降壓變換器的關閉引腳。低電壓時激活。
  CBl(22)：固定降壓變換器自舉電容器連接引腳。
  SWl(24)：固定降壓電源開關輸入端。開關連接在VIN引腳和SWl引腳之間。
  LM2717主要技術參數

  
  有關參數（典型值）

  
  靜態電流I Q=2.7mA；

  
  基準電壓V BG=1.267V；

  
  輸入電壓V IN為4～20V；

  
  開關電流限制值：第1路為2.2A，第2路為3.2A；

  
  頻率設定是電阻R F：R F=4.64kΩ時，F SW=300kHz；

  
  R F=2.26kΩ時，F SW=600kHz；關閉控制：

  
  電源正常工作，VH>1.8V；

  
  電源關閉，NL<0.7V；

  
  輸入電壓V IN低于3.6V時低壓鎖存；

  
  輸入電壓V IN高于3.8V時正常工作。

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  LM2717內部結構及工作原理
  圖2所示為LM2717的內部結構框圖。該器件有專門的保護電路，正常工作時，該電路對LM2717具有保護功能。當器件溫度過高時，熱關閉電路會切斷電源。OVP比較器在電源啟動和關閉期間保護電源裝置，防止器件在最小輸入電壓下工作。OVP比較器被用來防止輸出電壓在沒有負載情況下上升，允許在滿載條件下的全脈寬調制(PWM)。當電源電流達到10μA時，該器件會使變換器工作在關閉模式。
  
  該器件內含電流模式的脈寬調制降壓調節器。降壓調節器逐步把輸入電壓降低為一個較低的輸出電壓。在導通模式下(當電感電流在穩定狀態下恒不為零時)，降壓調節器有兩個工作周期。電源開關連接在VIN和SWl、SW2引腳之間。
  在第一個工作周期里，晶體管關斷，二極管反向偏置。能量貯存在電感中，負載電流由COUT和通過電感增加的電流提供。在第二個工作周期中，晶體管導通，二極管正向偏置，由于電感電流不能瞬間改變方向。貯存在電感中的能量轉移到負載和輸出電容器。這兩個周期的比率確定輸出電壓，輸出電壓可近似地定義為：
  
  式中，D是開關的占空因數，D和D’為設計計算時需要。

  
  
  LM2717典型應用電路
  LM7217-ADJ的典型應用電路如圖3及圖4所示。圖3是一種輸入17～20V，輸出15V及3.3V的應用電路；圖4是在相同輸入電壓下，輸出5V及3.3V的應用電路。這兩個電路的基本參數都相同，主要差別在設定輸出電壓到反饋端的電阻分壓器的阻值不同。圖3、4中的C BOOTx（x值是1或2）是自舉式升壓電容器，它可以提高驅動器的電壓，保證N-MOSFET有足夠的VGS電壓，如圖5所示。在上電的瞬間，從VIN→D→C BOOST→LX→C OUTX到地的電流給C BOOST及C OUTX(包括C OUTXA)充電，由于C BOOST<<（C OUTX+C OUTXA）,所以V IN的電壓大部分降在C BOOST上。C BOOST上的電壓V CBOOST等于驅動器電壓V DRI，保證了N-MOSEFT的V GS電壓值。

  
  
  圖3 輸出15V及3.3V的應用電路

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  圖4 輸出5V及3.3V的應用電路
  
  圖5 自舉升壓電路
  
  

  
  

  
  LM2717應用電路關關鍵元器件參數計算與選擇
  1 輸出電壓的設定
  輸出電壓V OUT與圖1、2中的反饋電路分壓電阻R FB1(3)及R FB2(4)有關，其關系式為：
  V OUT=(1+R FB1(3) /R FB2(4) )×1.267V （1）
  現R FB2(4)設為20kΩ,則在要求的V OUT下可求出R FB1(3)值。例如，V OUT要求3.3V，R FB2設為20kΩ,按上式可求得R FB1為32.09kΩ，可取33kΩ（圖中R FB1=36.5kΩ、R FB2=20.4kΩ，則按公式計算出V OUT=3.53V，這考慮是在有負載時，輸出電壓有下降的原因，將電壓提高了0.23V）。
  2 輸入電容C IN及輸出電容C OUT選擇
  輸入電容要選擇等效串聯電阻（ESR）小的鋁電解、鉭電解電容或陶瓷電容。電容要根據其紋波電流尺寸大小來選擇。紋波電流I RIPPLE與I OUT、V OUT、V IN有關，其關系式為：
  （2）
  例如，I OUT=2A、V OUT=3.3V、V IN=17V，則可求得I RMS=0.79A。則可從電容器樣本上找到耐壓為25V、允許紋波電流大于0.79A的電容器即可。
  輸出電容除要滿足紋波電流要求外，還要求滿足輸出紋波電壓的要求，一般可根據要求的紋波電壓V RIPPLE來確定C OUT的容量大小，其關系式為：
  V RIPPLE=I RIPPLE(E SR+1/8F SW×C OUT) （3）
  式中，I RIPPLE為紋波電流、ESR為輸出電容的等效串聯電阻、F SW為開關頻率。C OUT應選ESR小、允許紋波電流大的OS-CON或POSCAP（有機聚合物為電解質的鋁或鉭電解電容）。輸出電容往往再并聯一個小容值的陶瓷電容，可濾去高頻紋波電壓。
  3 肖特基二極管（D1、D2）的選擇
  肖特基二極管的耐壓要大于最大輸入電壓25%以上，額定整流電流要等于最大輸出電流。
  4 電感器L1及L2的選擇
  電感器L1及L2下式計算：
  L1或L2=（V IN-V OUT）V OUT/V IN×I RIPPLE×F SW （4）
  例如，V IN=17V、V OUT=3.3V、I OUT(max) =2A、I RIPPLE=0.6A、F SW=300kHz，則L1或L2為14.8μH（計算值），可取標準值22μH。式中，I RIPPLE取I OUT(max)的30%作估算值，若I OUT(max) =2A時，則I RIPPLE=0.6A。電感器的飽和電流要大于1.2×I OUT(max) ，且要選其直流電阻小的電感器（≤0.2Ω）。
  5 軟啟動電容的選擇
  軟啟動的目的是防止啟動時的大沖擊電流的產生，方法是通過向外接軟啟動電容CSS充電。軟啟動時間TSS與CSS及充電電流ISS的關系為：
  T SS=C SS×0.6V/ ISS （5）
  一般T SS取3ms，I SS的典型值為9μA，則CSS可取47nF。
  
  在實際使用中，只要按輸出電壓來計算R FB1(3)及R FB2(4)，其它元器件可按圖1、2的參數選擇即可，不必一一計算。例如，圖中D1、D2肖特基二極管用的型號MBRS240是耐壓40V、額定正向整流電流是2A的。若此器件找不到，MBR350（額定正向整流電流是3A，耐壓50V）也可代用。輸入、輸出電容的紋波電流按30%I OUT(max)來估算，選電容器的允許紋波電流大于30%I OUT(max)的即可；另外，選ESR≤50mΩ的為好。