【圖】光通信接收電路基礎知識詳解
(2023/10/10 18:00:00)
光通信接收電路基礎知識詳解
光通信接收電路基礎知識詳解
12.1光接收器件簡介
光接收器件即光檢測器，作用是將光纖輸出的光信號轉換為電信號。對光檢測器要求：
①在工作波長范圍光電轉換效率高；
②檢測過程引入的附加噪聲盡可能小；
③響度速度快、線性好、頻帶寬；
④高可靠性，長壽命，尺寸與光纖直徑相配，工作電壓低。
常見的光檢測器有PIN光電二極管和雪崩光電二極管APD(avalanchephotodiode）以及由二者為核心派生出來的組件。
12.1.1 PIN光電二極管
PIN光電二極管是在PN結的P型層和N型層之間夾了一層本征半導體semiconductor)，形成P-I-N結構而得名，如圖12.1所示：
如圖12.1所示，處于反偏狀態的器件，電源在PN結形成的電場E與內建電場Ei同方向，使耗盡區加寬。當光波注入時，能在較寬的范
圍內激發出載流子，由于i區有電場，光生載流子以較快的漂移速度向電極移動，形成外部電流：
光通信接收電路基礎知識詳解
12.1光接收器件簡介
光接收器件即光檢測器，作用是將光纖輸出的光信號轉換為電信號。對光檢測器要求：
①在工作波長范圍光電轉換效率高；
②檢測過程引入的附加噪聲盡可能小；
③響度速度快、線性好、頻帶寬；
④高可靠性，長壽命，尺寸與光纖直徑相配，工作電壓低。
常見的光檢測器有PIN光電二極管和雪崩光電二極管APD(avalanchephotodiode）以及由二者為核心派生出來的組件。
12.1.1 PIN光電二極管
PIN光電二極管是在PN結的P型層和N型層之間夾了一層本征半導體semiconductor)，形成P-I-N結構而得名，如圖12.1所示：
如圖12.1所示，處于反偏狀態的器件，電源在PN結形成的電場E與內建電場Ei同方向，使耗盡區加寬。當光波注入時，能在較寬的范
圍內激發出載流子，由于i區有電場，光生載流子以較快的漂移速度向電極移動，形成外部電流：
12.1.2 APD二極管
當耗盡區中的場強達到足夠大（~3*1O^5V/cm）時，光生載流子將被加速到很高的速度，在運動過程中與晶格中的原子碰撞時會使之電離，產
生額外的電子空穴對。這些新生電子和空穴也被加速，發生新的碰撞和電離，產生更多的電子一空穴對。這個物理過程稱為雪崩效應，它倍增 了一次光電流，使之得到放大。由于倍增過程是隨機產生的，倍增增益就取統計平均值。＜g>=G。倍增增益與許多因素有關，如載流子電
離系數，雪崩區的寬度以及反向偏壓的高低等。
12.1.3PIN-FET(PIN-TIA)
單個光電二極管作為接收器件使用常常很難實現高靈敏度，在要求高的場合經常將其與前端放大器集成在一個單片電路上并用金屬屏蔽體密封。在高阻抗設計中，由于場效應管FET輸入阻抗高，常被選為前端晶體管，與PIN管構成所謂的PIN-FET器件。圖12.4是一種常見
PIN-FET組件電路，其中Rf引入了電壓并聯負反饋--這是跨阻放大器所需要的。
圖12.4常見PIN-FET電路
圖12.5所示的另一種電路沒有負反饋。兩種電路都使用了共源一共基結構，提供足夠的放大器帶寬。輸出級采用射級跟隨器，提高帶負載
能力。
與輸入級不采用FET時，相應的組件就稱為PIN-TIA(Trans-impedanceAlllplifier）。有一些廠家提供單獨的TIA放大器，則必須配單
獨的PIN管使用，在電路設計時要考慮如何抗干擾。
12.1.4APD-FET(APD-TIA)
APD-FET和PIN-FET類似，只不過APD所需偏置電壓較高，所以一般不宜采用圖12.4那樣的電路，宜采用圖12.6那樣的電路，或者
帶反饋的如LaserITon公司的QDAx-500，如圖12.6所示。在深度負反饋（電壓并聯）條件下，放大器Ul的增益即為反饋電阻值4kQ
。
APD-TIA的應用與PIN-TIA應用類似，由于APD的擊穿電壓會隨溫度而變化，在實際應用中對APD的偏壓要進行溫度補償，多數APD組件
都集成了溫敏元件以便進行補償。
12.2光接收器的噪聲
在光接收器中，可能存在多種噪聲源，如圖12.7所示。
光信號入射到光檢測器上時的隨機起伏及光電子產生和收集過程的統計特性，使得信號光電流中不僅有信號成份，還有噪聲成份，這種噪聲稱
為量子噪聲（或散彈噪聲）,它與信號電平成正比，與接收器濾波器帶寬成正比。倍增噪聲則是由于APD的倍增過程的統計特征而產生的附
加散彈噪聲，它隨倍增增益的增加而增加。暗電流噪聲指沒有光入射時由pn結內熱效應產生的電子一空穴對形成的電流，影響暗電流大小的
因素有器件材料、偏置電壓及工作溫度。在APD器件中，暗電流能被倍增，影響更大。漏電流噪聲是由于器件表面的物理特性不完善（缺陷及
污染）所致，它與表面積大小及偏置電壓有關，但不會被倍增。背景噪聲指光信號中的背景熱噪聲。
關于接收器噪聲的定量分析相當復雜，可參考相關文獻進行學習。圖12.8示出在給定信噪比（SNR）時的某模擬基帶接收器接收光功率的
變化，亦示出了APD的最佳倍增增益Mopt大小，可見隨SNR增大，Mopt減小。當SNR>4odB時，采用APD已沒有意義。
上述為模擬接收器的情形，對于理解數字接收器也有指導意義。對于場效應管放大器和雙極晶體管放大器，輸出噪聲功率有效值分別為
對于圖12.6所示的互阻抗放大器，經過式（12.6）和（12.7）分析發現，反饋電阻Rf所產生的熱噪聲在低頻有些影響，在高速
率工作條件可忽略不計。因此在高速應用中常用互阻放大器作為前放，它增加了帶寬，因而減少了對數字光接收均衡器的要求。
12.3跨阻放大器
光電接收器的前端電路種類很多，而跨阻放大器是高阻抗前端的低噪聲特性和低阻值反饋電阻的大帶寬、寬動態范圍特性的一個很好的折衷， 在光纖數字通信中應用非常廣泛。
總之，跨阻放大器有許多優點，歸納如下：
①放大器總電阻小，時間常數小，減小了失真，減小了對均衡的要求；
②動態范圍大；
③輸出電阻小，放大器不易感應噪聲；
④負反饋使放大器穩定性提高。
圖12.12是一個45Mb/s光通信系統接收機前端電路實例。可以發現，在低噪聲放大器中常用Rc電路進行電源濾波，以便去除低頻干擾
。R環口Q1,Q2共同組成一個電壓并聯負反饋電路。
12.4主放大器
經過前置放大器的輸出信號，幅度還不一定滿足后級電路的要求。前面已經介紹，前置級的增益與動態范圍是矛盾的，因此常通過帶AGC的主
放大器來保證信號幅度與動態范圍。
主放大器一般采用多級電壓放大器級聯實現，其中的放大單元是增益可調的，如差分放大器、雙柵FET構成的放大器，以根據信號幅度的大小
動態調整放大器增益，信號幅度的大小可用峰值檢波電路來檢測。此外還可以用可變衰減器（如二極管）來改變放大器的增益，圖12.13是
自動增益控制原理框圖，這里AGC電壓不僅作用于主放大器改變其增益，還改變APD的偏壓，即改變倍增因子，實現增益自動控制。12.8
節將介紹一種典型的主放大器。
現在隨著電路技術的發展，主放＋均衡的方式僅在低速系統中應用，在高速系統中由于動態范圍小，常用限幅放大器來代替。
12.5均衡電路
在數字光纖通信系統中，光脈沖信號經過光纖傳輸后，由于色散和前放帶寬影響，脈沖被展寬，這時若接收放大器的傳遞函數為理想LPF，輸
出波形將產生碼間干擾，影響接收靈敏度。
為了解決這個問題，需要使用均衡電路。均衡電路的目的是改變整個接收器電路傳遞函數的滾降特性，以獲得有利于判決的輸出波形。圖12.
14是幾種典型的均衡電路，通過微分電路補償高頻分量的滾降，改善輸出脈沖波形。
12.6接收機靈敏度、動態范圍根據前面的分析，數字光接收機在對光脈沖信號的變換、放大和均衡過程中會產生各種噪聲，這些噪聲會影響
對信號的判決，造成誤碼。為減少誤碼率，要么加大輸入光功率，要么減少接收機的輸出噪聲。研究表明，輸入光功率與誤碼率二者是互相矛
盾的，一般對BER作一個人為規定，在這個條件下接收機所接收到的最小光功率稱為接收靈敏度。
接收機過載定義為與靈敏度相同BER條件下的最大輸入光功率。過載與靈敏度之差的dB數稱為接收機動態范圍。
12.7時鐘數據恢復CDR(Clock&DataRecOVery)
在數字光纖通信接收機中常聽到2R、3R的概念，3R指的是Re洲lplifyillg、Reshaping、Retiming,2R則沒有Retiming環節
。2R將光信號恢復為數字電信號，Retiming則通過恢復出來的時鐘對恢復的數字信號再定時。一般經過3R電路后，數字信號的眼圖得到
極大的改善，抖動相應減小。
典型的定時提取電路（clockrecove動如圖12．巧所示。對于O、1等概率分布的NRZ碼，功率譜中沒有離散譜，必須進行非線性變換
，才能獲得時鐘分量。微分、整流電路即是進行非線性變換用的，當然也可以用其它非線性變換形式，如平方電路、延遲一異或電路等。PLL
或高Q電路的作用相當于窄帶濾波器，取出時鐘信號分量，經過整形，獲得時鐘和數字信號。高Q電路常見的有Lc諧振電路、sAw等。由
于集成電路的發展，直接用PLL從數據恢復時鐘越來越普遍。PLL中的重要環節鑒相器，常用Alexander型或B胡gB胡g型實現，多數
CDR需輸入參考時鐘。
12.8典型電路
12.8.1主放大器
AGC電壓AGCZ的控制，從而使放大器增益可變。由于對大信號進行衰減，小信號進行放大，該放大器的動態范圍很寬，可達35dB左右。QS
組成一個射級跟隨器，根據實際情況可帶均衡電路。Qg構成的放大器把信號分為兩部分，vout輸出給后級電路（如史密特觸發器、限幅放
大器等），渾out則送至AGC環路。
D3、D4構成一個包絡平均值檢波電路，經過濾波和Ul構成的積分電路，獲得信號幅度的平均值信息，經過DS電平移位后產生AGC電壓
AGCZ。UZ反相放大后的信號作為AGCI去控制可變衰減器。信號幅度大時，AGCZ減小，造成差放增益減小；同時，AGCZ加大，使得Dl
、DZ工作在高偏壓區，等效交流阻抗減小，從而在QZ基極得到的信號幅度減小。信號幅度較小時，對應的控制過程正好相反。經過上述自
動增益控制過程，可以保證輸出信號的幅度基本不變。
12.8.2PON接收電路
圖12.17為PoN(passive。pticalnetwork）接收部分的電路框圖，Icl為跨阻放大器，它主要將光探測器送來的微弱電流信號轉化
為相應的電壓信號，它是光接收機的關鍵部分，要求它有足夠小的噪聲，適當的帶寬和一定的增益。適合突發模式的跨阻放大器要求其跨阻足
夠大，噪聲足夠小，3dB帶寬能從DC到信號速率。為防止噪聲影響判決后的數據，通常將跨阻放大器輸出的數據經濾波電路后再送入下一級
電路，為防止濾波電路本身在濾波的過程中引入噪聲，濾波電路通常采用無源濾波器，由于，型濾波器對信號間的匹配要求較高，為解決這一
問題，圖中采用RC濾波器。RC濾波電路的時間常數即4RC應小于所允許的保護比特時間。微分網絡主要是提升信號的高頻分量，消除突發
信號中的直流分量，形成判決電路所需的邊緣。同理，為防止微分網絡本身在微分的過程中引入噪聲，微分網絡通常采用無源微分網絡。判決
電路由高增益，寬帶寬的限幅放大器通過正反饋電路構成施密特觸發器。該施密特觸發器可根據微分網絡形成的邊緣來判決數據。即上升沿判
決為“1”數據，下降沿判決為“O”數據。由于邊緣判決法對噪聲尤為敏感，故判決前，應對信號充分的進行濾波，以防止判決電路誤判
和亂判。圖中，Rg為跨阻放大器的跨阻，它主要決定跨阻放大器的增益，直接影響接收電路的接收靈敏度。RIO,RH為跨阻放大器的輸出
阻抗，通常Rlo=Rll=50。，CZ為濾波電容，濾波器的截止頻率為f=l/(2,RC),該值在設計時應小于信號的帶寬。C3,C4
,R12,R13為微分網絡，ICZ為高增益的限幅放大器，R14,R巧為正反饋電阻。R16,R17為施密特觸發器的負載。d點和e點的判
決電平可由疊加定理推導而出：
瀏覽：(270)| 評論(
0
)
- 下一篇： 【圖】負反饋電路基礎知識詳解
